双开关正激变换器由于其低电压应力和高可靠性而成为业界最广泛使用的电路拓扑之一。
然而，双管正激变换器的高频变压器铁芯具有单向磁化和低利用率，这增加了变压器的体积。
同时，由于变压器铁芯的磁复位，占空比小于015，这限制了双管。
转换器在高压输出中的应用。
为了克服双开关正激变换器的上述缺点，在保持高可靠性的同时，在[6-9]中研究了双开关正激变换器单元的组合。
为了提高可靠性和减小变压器的体积，Wen [10]使用双管正激励集成转换器开发了额定输出48 V / 50 A通信电源。
为了抑制变压器的磁芯偏置问题，在[10]中采用了峰值电流控制模式。
本文研究了双管正激励集成变换器中由于参数不对称引起的高频变压器磁芯偏置问题，为平均电流控制模式或电压控制模式是否可行提供了理论依据。
用过的。
同时，为了降低开关管的电流应力，分析了双管正激励集成变换器中高频变压器初级侧循环的机理，以及降低循环电流的方法。
提议。
两组双开关正激变换器的控制脉冲相移180°，在输入端并联交错，一个变压器的两个主侧分别用于对变压器进行正负双向励磁。
核心，共享变压器的次级侧完全桥接。
整改后输出。
变压器的两个初级侧的匝数相同（N P1 = N P2 = N P），并且原始次级侧匝数比N P：N S = n。
为方便分析，做出以下假设：所有开关管和二极管都是理想器件，所有开关管的开关占空比都相同;输出滤波器电感电流是连续的，转换器已进入稳态运行。
在开关Q 1~Q 4关断期间，滤波电感电流继续流过D5~D8，变压器的原边和次边短路，漏极与源极之间的电压短路。
开关是输入电压的一半。
当Q1和Q2导通时，“2”的感应电位为0。
变压器初级侧的端子为正极，尺寸大约为输入电压。
此时，初级侧2的漏电感，Q3和Q4的结电容以及D3和D4的结电容在初级侧2的感应电位和输入电源的组合作用下谐振，并且谐振电流（循环）iL 2对Q 3和Q 4结电容充电，同时放电D3和D4的结电容。
当Q 3和Q 4的结电容上升到输入电压时，D3和D4保持正偏置，并且循环电流iL 2流过D3→输入功率→D4→LL 2→N P2回路，以及D3的引线和D4管道压降和Q 1和Q 2的传导压降线性下降。
双管正激励集成转换器的输入和输出电压增益是双开关正激转换器的两倍，更适合输出高压应用。
在参数对称的情况下，双管正激励集成变换器的高频变压器铁芯具有双向对称磁化，磁芯利用率高;在非对称参数的情况下，高频变压器铁芯可能具有单向磁化现象，但没有单向磁饱和。
结果表明，磁集成转换器可以完全采用平均电流控制模式或电压控制模式。
本文还分析了高频变压器初级侧循环的机理，提出了一种将小型电感与主回流管串联连接的方法，将循环电流减半，从而有效降低了开关的电流应力。
管。
